Продължение на 1-ва част на статията, публикувана в номер 731 от октомври 2015 г., на страници 96 до 101.

компенсация

Моделиране на новата степен на мощност с ток със затворен контур

Фигура 19 показва опростен модел от първи ред на степента на мощност на преобразувателя с вътрешен токов контур, който просто третира индуктора като източник на ток, контролиран от напрежението uC на ITH щифта на усилвателя. Подобен подход може да се приложи и за други топологии с управление на режима на индуктивен ток. Колко добър е този прост модел?

Фигура 20 предоставя сравнение на трансферната функция GCV (s) = vOUT/vC между модела от първи ред и по-сложен, но точен модел. Той съответства на преобразувател на текущ режим, работещ с честота на превключване 500 kHz. В този пример моделът от първи ред е с точност до 10 kHz,

1/50 от честотата на превключване fSW. Над тази стойност фазовата диаграма на модела от първи ред вече не е точна. Следователно този опростен модел е добър само за дизайн с ниска честотна лента.

Всъщност е доста трудно да се разработи точен модел на малък сигнал за преобразуватели на текущ режим за целия честотен диапазон. Моделът на текущия режим на R. Ridley [3] е най-широко използван от производителите на захранващи устройства за управление на пиковия ток и долинов ток. Съвсем наскоро Jian Li разработи по-интуитивен модел схема [4] за управление на текущия режим, който може да се използва и за други методи за управление на текущия режим. За да се улесни това, инструментът за проектиране LTpowerCAD включва тези прецизни модели, така че дори потребител с малко опит може лесно да проектира захранване в текущ режим без много познания за моделите Ridley или Jian Li.

Дизайн на компенсация на контура на преобразувател на текущ режим

На фигури 16 и 21, Gcv (ите) на степента на затворена токова верига се определя чрез избор на компонентите на степента на мощност, които се избират предимно въз основа на DC спецификациите/производителността на захранването.

Поради това коефициентът на усилване на външния контур за напрежение T (s) = GCV (s) A (s) KREF (s) се определя чрез степента на обратна връзка за напрежение Kref (s) и степента на компенсация A (s). Дизайнът на тези два етапа до голяма степен ще установи стабилността на източника и реакцията му към преходни процеси.

По принцип производителността на затворения контур на напрежение T (s) се оценява с две важни стойности: широчината на честотната лента на веригата и границата на стабилност на веригата. Широчината на честотната лента се квантува с помощта на граничната честота fC, при която коефициентът на усилване T (s) е равен на единица (0dB). Границите на стабилност на цикъла обикновено се определят количествено от този фазов марж или марж на печалбата.

Фазовият марж на fm контура се определя като разликата между общото фазово забавяне T (s) и –180 ° при граничната честота. Като цяло е необходим минимален фазов запас от 45 градуса или 60 градуса, за да се осигури стабилност. В случай на управление на текущия режим, за да се намалят превключващите шумове в текущия контур, границата на усилване на контура се определя като затихване при ½ · fSW. По принцип е желателно минимално затихване от 8dB (–8dB усилване на контура) при ½ fSW.

Избор на желаната гранична честота в контура на напрежението fC

По-високата честотна лента помага да се постигне бърз отговор на преходните процеси. Увеличаването на честотната лента обаче обикновено намалява границата на стабилност и прави контура за управление по-чувствителен към превключващия шум.

Оптималният дизайн обикновено постига добър баланс между честотната лента (преходна реакция) и границата на стабилност. Всъщност контролът на текущия режим също въвежда двойка двойни полюси wn поради ефекта на дискретизация на текущия сигнал при 1/2 fSW [3].

Тези двойни полюси въвеждат нежелано фазово забавяне от порядъка на ½ · fSW. Като цяло, за да се постигне достатъчен фазов марж и затихване на шума на платката, се избира честота на прекъсване по-малка от 1/10–1/6 от честотата на фазовото превключване fSW.

Kref (s) дизайн на мрежата за разделяне на обратна връзка с R1, R2, C1 и C2

На фигура 16 DC печалбата KREF от Kref (s) е съотношението на вътрешното референтно напрежение VREF към желаното DC напрежение на изхода Vo. Резисторите R1 и R2 се използват за регулиране на желаното изходно напрежение.

По избор може да се добави кондензатор C2, за да се подобри динамичната реакция на контура за обратна връзка. Концептуално, при висока честота, C2 осигурява ниска импедансна мощност за променливотоковия сигнал на изходното напрежение и по този начин оптимизира преходните реакции. Но C2 може също да добави нежелан шум от превключване към контролния контур. Следователно, филтърният кондензатор С1 може по избор да бъде вграден, за да смекчи превключващия шум. Както е изразено в уравнение 11, трансферната функция на резистивния делител KREF (s) с C1 и C2 има нула и полюс. Фигура 22 показва основния график на KREF (s).

При проектиране на fz_ref> C1.

Както е посочено, максималното нарастване на фазата jREF_max се определя от съотношението на делителя KREF = VREF/VO. Тъй като VREF е фиксиран за даден контролер, най-голямото увеличение на фазата може да бъде постигнато с по-голямо увеличение на изходното напрежение VO.

Изборът на jREF, C1 и C2 е баланс между желаното увеличение на фазата и нежеланото увеличаване на усилването с висока честота. Общото усилване на цикъла трябва да се провери по-късно, за да се оптимизират стойностите.

Дизайн на компенсационна мрежа тип II с усилвател за грешка ITH в контура на напрежението

ITH изместването A (s) е най-важният елемент в дизайна на компенсация на контура, тъй като определя DC печалбата, честотата на прекъсване (честотна лента) и фазовите/усилващите граници на захранващия контур. За изход на токовия източник, усилвател на свръхпроводимост gm, неговата трансферна функция A (s) се получава чрез уравнение 18:

където gm е усилването на усилвателя за грешка в свръхпроводимостта. Zith (s) е импедансът на компенсационната мрежа на ITH пина на изхода на усилвателя.

От блок-схемата за управление на фигура 21, грешката на регулиране на напрежението може да бъде количествено определена, както следва:

Следователно, за да се сведе до минимум грешката при регулиране на постояннотоковия ток, е желателно голямо DC усилване от A (s). За да се увеличи максимално DC усилването на A (s), Cth кондензатор първо се поставя върху ITH щифта на изхода на усилвателя, за да се образува интегратор. В този случай коефициентът на трансфер A (s) е:

Фигура 23 показва схематичната диаграма на A (s) и диаграмата на Боде. Както може да се види, кондензаторът Cth създава интеграционен член в A (s) с неограничено голямо усилване в DC. За съжаление, в допълнение към първоначалните –180 градуса отрицателна обратна връзка, Cth добавя още –90 градуса фазово забавяне. Включително фазата от –90 градуса на GCV (ите), съответстваща на степента на мощност на системата от първи ред, общата фаза на контура на напрежението се приближава до –360 градуса при граничната честота fC и веригата е близо до нестабилна.

Всъщност изходният импеданс на усилвателя на токовия източник gm не е безкраен. На фигура 24, Ro е вътрешното изходно съпротивление на ITH щифта на gm усилвателя.

Ro обикновено е много високо в контролерите с линейна технология от порядъка на 500kΩ - 1MΩ. Следователно, трансферната функция A (s) с един кондензатор става уравнение 21.

Той има нискочестотен полюс fpo, определен от RO · Cth. Следователно DC печалбата на A (s) е gm RO. Както илюстрира Фигура 24, A (s) все още имат фазово забавяне от –90 градуса за прогнозираната гранична честота fC_exp.

За да увеличите фазата, съответстваща на fC, добавете резистор Rth последователно с Cth, за да създадете нула, както е показано в уравнение 23 и фигура 25. Нулата добавя фазово забавяне до +90 градуса.

Както показва Фигура 25, ако нулевият sthz е поставен преди граничната честота fC, фазата на A (s) може да бъде значително увеличена във fC.

В резултат на това фазовият марж на контура на напрежението се увеличава.

За съжаление, при добавяне на нула sthz има наказание: усилването на A (s) се увеличава значително при високи честоти над fC. Следователно, по-вероятно е превключващият шум да възниква в управляващия контур с по-малко затихване на A (s) при честотата на превключване.

За да се компенсира това увеличение на усилването и да се намали шумът от платката, е необходимо да се добави още един малък керамичен кондензатор Cthp от ITH щифта към земята на IC, както е показано на Фигура 26. Като цяло изберете Cthp fp2 в честотната лента на източника, CTHP не оказва много влияние върху реакцията на преходните процеси на натоварване. Ако CTHP е извънгабаритен, така че fp2 се приближава до fc, това може да намали честотната лента и фазовия марж, което води до по-висок преходен недостиг/превишаване.

Проектирайте източник на поточен режим, като използвате инструмента за проектиране LTpowerCAD

С инструмента за проектиране LTpowerCADTM потребителите могат лесно да проектират и оптимизират контурната компенсация и преходното натоварване на източниците на текущ режим на линейна технология.

Много линейни продукти са точно моделирани с техните параметри на контура. На първо място, потребителите трябва да проектират степента на захранване, в която трябва да проектират текущата сензорна мрежа и да се уверят, че има достатъчно сигнал за променлив ток към IC.

След това, на страницата за дизайн на контура, показана на Фигура 31, можете да регулирате стойностите на R/C компенсиране на контура, като просто преместите лентите за превъртане и погледнете общата честотна лента на веригата, фазовия марж и производителността спрямо съответните преходни процеси на натоварване.

За конвертор на долари потребителите обикновено трябва да проектират честотна лента по-малка от 1/6 fSW, да имат поне 45 градуса (или 60 градуса) фазов марж и да имат поне 8dB общо затихване на усилването на контура за ½ fSW.

За усилващ преобразувател и поради нулата на дясното полукълбо (RHPZ), потребителите трябва да проектират честотната лента под 1/10 от възможно най-лошата честота на RHPZ.

Файлът за проектиране LTpowerCAD може да бъде експортиран в LTspice за симулация в реално време, която подробно проверява динамичните характеристики на източника, като преходни процеси на натоварване, включване/изключване, защита срещу претоварване и др.

Измерване на усилването на контура

Програмите LTpowerCAD и LTspice не са предназначени да заменят окончателното измерване на усилването на веригата на действителното захранване в лабораторията. Винаги се изисква измерване, преди да се осигури проектът за окончателно производство. Въпреки че моделите на захранването са теоретично правилни, те не могат да вземат предвид паразитите на веригата и нелинейността на компонентите, като ESR вариации на изходните кондензатори, нелинейността на индукторите и кондензаторите и т.н.

Шумът на платката и ограничената точност на измерване също могат да причинят грешки в измерването. Поради тази причина понякога теоретичният модел и мярката могат да бъдат много различни. Ако това се случи, може да се извърши преходен тест за натоварване, за да се потвърди стабилността на контура.

Фигура 32 показва типичната настройка за измерване на усилването на усилващия контур на неизолирано захранване с помощта на честотен анализатор. За измерване на усилването на контура, 50Ω до 100Ω резистор се вмъква в контура за обратна връзка на напрежението и изолиран 50mV AC сигнал се подава през този резистор. Канал 2 се свързва с изходното напрежение, а канал 1 се свързва с другия край на резистора. Усилването на контура се изчислява като Channel2/Channel1 посредством системата за честотен анализатор. Фигура 33 показва измерването и диаграмата на Боде на контура, изчислена от LTpowerCAD за типичен източник на текущ режим LTC3851A. Те съвпадат в ключовия честотен диапазон от 1kHz до 100kHz.

Други фактори, причиняващи нестабилност

Функционално състояние

Ако формата на вълната на превключване на източника или изходното напрежение изглежда нестабилна или трептене на осцилоскопа, на първо място потребителите трябва да се уверят, че източникът работи стабилно, без преходни процеси или входно напрежение.

За приложения с много малък или много голям работен цикъл, ако настъпи операция за пропускане на импулса, проверете дали е достигнато минималното време за включване или изключване. За източници, които изискват външен синхронизиращ сигнал, уверете се, че сигналът е чист и в линейния диапазон, предоставен от листа с данни на контролера.

Понякога е необходимо да се настрои и филтриращата мрежа PLL (фазова блокировка).

Токов сензорен сигнал и шум

За да се минимизират загубите на мощност в сензорния резистор, в източник на текущ режим максималното напрежение на тока обикновено е много ниско. Например LTC3851A може да има максимално чувствително напрежение от 50mV.

Шумът на платката може да наруши текущия сензорен контур и да причини нестабилна реакция на превключване. За да разберете дали компенсацията на контура е проблемът, поставете голям 0.1µF кондензатор между ITH щифта и IC заземяването. Ако източникът все още е нестабилен с този кондензатор, следващата стъпка е да прегледате дизайна.

По принцип мрежите за индуктивност и ток на чувствителност трябва да бъдат проектирани така, че токовият сигнал в пиковия индуктор на променлив ток да е най-малко 10mV до 15mV на тока на чувствителния щифт на IC.

Освен това текущите сензорни песни могат да бъдат пренасочени с двойка усукани жични джъмпери, за да се види дали това решава проблема.

Има някои важни аспекти на проследяването на плаката [6]. Засичането на Келвин обикновено е необходимо с двойка текущи следи за следи, близо една до друга към щифтовете SENSE + и SENSE–.

Ако пътят на панела се използва в мрежата SENSE–, уверете се, че този път не е в контакт с други равнини на VOUT.

Кондензаторът на филтъра между SENSE + и SENSE– трябва да бъде поставен възможно най-близо до IC щифтовете с директна връзка към пистата. Понякога е необходимо съпротивление във филтъра и тези резистори също трябва да са близо до IC.

Контролирайте разположението и оформлението на чипа

Разположението и разположението на компонентите, заобикалящи управляващата интегрална схема, също са от голямо значение [6]. Всички керамични разединителни кондензатори трябва да са близо до щифтовете си, ако е възможно. Особено важно е, че кондензаторът Cthp на ITH щифта е възможно най-близо до ITH щифтовете и до земята IC. Управляващата интегрална схема трябва да има сигнален заземен остров (SGND), отделен от земята за захранване (PGND). Превключващите възли като SW, BOOST, TG и BG трябва да се държат далеч от малки възли, чувствителни към сигнала, като например текущото усещане на ITH, обратна връзка и компенсация.

Обобщение

Дизайнът на компенсиране на контура често се счита за сложна задача за превключване на захранванията. При приложения с бързи преходни процеси е много важно да се проектира източникът с висока честотна лента и достатъчен запас от стабилност. Този процес отнема много време.

Тази статия обяснява основните концепции, които да помогнат на инженерите да разберат тази задача. Инструментът за проектиране LTpowerCAD може да се използва за значително опростяване на дизайна и оптимизацията на силовия контур.